導讀：當今許多高速運算放大器都具有片上輸入保護。在大多數(shù)情況下，這種保護對用戶是透明的；但在某些應用中，這種保護可能是電路的致命弱點。本文討論輸入保護需求、實現(xiàn)及其潛在的缺點。本文還給出利用具有輸入保護功能放大器的替代方案與電路方案。
高速運算放大器的輸入保護有多種形式，其中共模過壓保護、靜電放電 (ESD)保護、輸入差分對保護是一些常見的保護。共模過壓保護主要限制輸入電壓，使之符合放大器的安全工作電壓范圍；靜電放電保護二極管是放大器避免靜電、靜電感應以及其他靜電放電事件的影響。這些片上二極管都與放大器輸入、輸出以及電源軌相連，這就起到保護放大器的作用，因為靜電放電電流流經(jīng)電源與旁路電容器，而不是通過敏感的有源電路。
運算放大器輸入電壓的突然變化可以使輸出差分對的偏置反向, 帶來潛在的缺陷導致延遲，增加輸入偏置電流，并增加偏移電壓。通過限制基射結電壓，可以保護差分輸入級免受損害。在某些較高速的硅過程中，基極-發(fā)射極擊穿電壓(BVEBO)可以低至2～3 V。擊穿電壓與過程速度（process speed）成反比，因此，過程越快，擊穿電壓越低。為了可靠運行，必須避免差分對基射結偏置的反向。
作為電壓跟隨器配置時，放大器最容易受到輸入級損害。實際（非理想的）放大器輸出不能對輸入端的變化瞬間做出相應。輸出不能跟蹤輸入意味著差分對基射結可能受到具有潛在危害的反向偏置過壓條件的影響。圖1給出這個原理。放大器的輸入與具有±3V輸出電壓范圍的脈沖發(fā)生器相連。為了便于討論，假設脈沖發(fā)生器的上升時間與下降時間都比放大器的傳播延遲小得多。當脈沖發(fā)生器從–3 V轉換為+3 V時，放大器輸入非常迅速改變，而輸出變化則不這么迅速，在晶體管Q2產(chǎn)生5.3 V 反向偏置。由于晶體管額定擊穿電壓為2～3 V，因此需要輸入保護。
圖1 放大器輸入電壓的迅速轉換將給晶體管Q2帶來具有潛在危害的反向偏置
這個保護非常簡單，只要在放大器輸入端增加一對背對背二極管（D1與D2）即可，如圖2所示。由于有了二極管D1與D2，Q1與Q2的電壓擺動就局限在±0.8V，遠低于基極-發(fā)射極擊穿電壓。過程速度越低，擊穿電壓越高，因此為了提高閾值電壓，可以增加更多的串聯(lián)二極管。例如，如果某個過程的擊穿電壓是4 V，利用3個串聯(lián)二極管可能使閾值降低為2.1 V。對于速度非常低的過程，反向擊穿電壓將足夠高，從而可以省卻輸入保護。為什么不使用一串獨立的二極管呢？輸入保護的一個缺點是二極管限制了輸入電壓，因此影響給轉換速率帶來不利影響。高速工作時不希望這種特性。
圖2 背對背二極管通過限制電壓擺動而保護晶體管Q2
在大多數(shù)情況下，輸入保護利大于弊。不過，在極少數(shù)情況下，輸入保護可能帶來不希望的結果。例如，考慮一個斷電但有信號輸入的放大器。信號振幅在數(shù)百毫伏以內時不會出現(xiàn)問題，但是如果信號振幅大于400 mV，就可能遇到問題。由于輸入信號較大，輸入保護二極管(D1與D2)將成為正向偏壓的。輸入和輸出之間通過到負載的反饋電阻器形成信號路徑，如圖3所示。信號大小取決于輸入信號的振幅與頻率。
圖3 斷電時運算放大器中的輸入保護二極管可能將輸入信號耦合到輸出端
利用增益為+1的AD8021可以說明這一原理。如同前面的介紹，在AD8021放大器輸入之間包含兩個內置背對背二極管。圖4給出測試電路。為了進行測試，在輸入端加入200 mVpp(–10 dBm)與2 Vpp (+10 dBm)信號。信號從300 kHz到100 MHz之間變化。圖5給出截止狀態(tài)隔離度(off isolation)結果。在10 MHz時，200 mV信號的截止狀態(tài)隔離度大約是–50 dB。對于2-Vpp信號，保護二極管完全開通。輸入信號的大部分被反饋至輸出，截止狀態(tài)隔離度僅為–29 dB。在要求高級別截止狀態(tài)隔離度的雷達探測等多路復用中，這將非常有害。
圖4 截止狀態(tài)隔離度測試電路
圖5 具有+10 dBm與-10 dBm輸入信號的AD8021截止狀態(tài)隔離度
為了解決這一問題，首先盡量選擇具有較高差分電壓額定值的放大器。遺憾的是，放大器的選擇可能還會考慮其他諸多參數(shù)(但差分輸入保護不是其中的參數(shù))。放大器數(shù)據(jù)表中絕對最大額定值的選擇通常表明其最大差分輸入電壓。如果性能指標小于±Vs，則提供某些內置輸入保護。電壓越低，電路表現(xiàn)出截止狀態(tài)隔離度的可能就越大。表1給出所選放大器的差分電壓額定值。
表1 所選高速運算放大器的最大差分電壓額定值
對AD8038高速放大器反復進行截至狀態(tài)隔離度測試，其差分電壓額定值為±4 V，是AD8021的5倍。輸入電壓額定值越大，意味著需要較大的信號使輸入保護二極管正向偏置。從圖6可以看出：在10 MHz工作時，對于放大器輸入端2-Vpp信號，AD8038的截至狀態(tài)隔離度為–57 dB，比AD8021的截至狀態(tài)隔離度高28dB。
圖6 +10 dBm輸入信號時AD8021與AD8038的截止狀態(tài)隔離度
如果指定放大器具有較低的差分輸入電壓額定值，在不同配置中應用它可能有所幫助。電壓跟隨器具有最高的饋串。一個較好的方案是在具有增益的非反相配置中使用放大器。反饋電阻器構成具有負載的除法器，它對輸出端的饋串信號進行衰減。反饋阻值越高，衰減結果就越明顯。不過，不要將反饋電阻器增加得太多，因為這可能增加噪聲與偏移電壓，而且在某些情況下，還可能降低穩(wěn)定性。圖7對輸入為2-Vpp、增益分別為+1與+2時，AD8021放大器截至狀態(tài)隔離度進行了比較。從圖7中可以看出，增益為+2配置時，截至狀態(tài)隔離度比電壓跟蹤器配置時高6dB。
圖7 增益為+1與+2時AD8021的截止狀態(tài)隔離度
更戲劇性的方法是在放大器輸出端采用模擬開關，如ADG701。ADG701能夠完全隔離放大器輸出與負載，確保10 MHz時截止狀態(tài)隔離度大約在–55 dB，相當于200 mVpp輸入信號時AD8021的截止狀態(tài)隔離度。當設計需要具有關鍵交流參數(shù)、但不具有足夠的差分輸入電壓額定值的放大器時，增加開關是一個不錯的選擇。
在大多數(shù)情況下，包含內置輸入保護的放大器沒有使用問題。然而，在少數(shù)情況下，輸入保護可能確實帶來問題。如果出現(xiàn)這種情況，首先檢查最大差分輸入電壓指標。如果其值較低，考慮利用具有較高最大差分輸入電壓額定值的放大器、改變電路拓撲結構或者增加開關。這些方案都可以降低饋串量，并提高截止狀態(tài)隔離度。
